長度調諧結構的阻抗是多少？

2022-06-06

長度調諧結構的阻抗是多少？

差分對中一條走線的單端阻抗將取決于到另一條走線的距離，采用長度調諧結構相當于在蜿蜒曲折時改變走線之間的距離。因此，單條跡線的奇模阻抗會發生變化。

那么問題就變成了：長度調諧結構中走線阻抗的這種偏差是否重要？它會影響信號傳播行為和信號完整性嗎？當然會，作為高速PCB設計人員，您的工作是確定您應該在多大程度上依賴長度調整來補償差分對中的偏移/抖動。

長度調整結構會產生阻抗不連續

如上所述，將長度調諧結構應用于差分對的一側會產生阻抗不連續性。這些是由于以下因素造成的：

通過選擇走線寬度和走線間距來設置單端（奇模式）和差分阻抗

應用長度調諧結構會導致線對中的跡線之間的跡線間距發生變化，因此一條跡線的阻抗會發生變化

這種阻抗變化會導致來自差分對輸入側的反射

與走線平行的區域相比，長度調諧結構中線對一端的信號速度會有所不同

由于上述第2點，當信號進入長度調諧部分時會出現一些反射。長度調整部分還可以創建一些在延遲調整過程中未考慮的模式轉換。

下圖總結了由于存在長度匹配結構而在差分對中觀察到的信號行為。下圖顯示了我們在 Dk = 4.1 且基板厚度為380萬的層壓板上布線兩個不同的差分對的情況。沿兩條線路的長度顯示了每條線路的線路寬度、間距和阻抗。

長度調諧結構及其對阻抗的影響。

在長度調諧部分之前，每對走線的奇模阻抗為50歐姆，因此每對的差分阻抗為100歐姆。在長度調整部分，我們有一些不同的東西。在具有較大間距 (10 mil) 的一對中，21 mil 幅度長度的調諧部分具有小組跡線，其奇模阻抗為53歐姆。在具有較小間距 (5 mil) 的線對中，我們21 mil幅度長度調諧部分中的小跡線具有58.5歐姆的奇模阻抗。

這是一個很大的區別！僅將線對間距減小5 mil會將阻抗偏差從6%更改為17%。

結果很簡單：對于具有給定幅度（本例中為 21 mil）的長度調諧部分，當線對開始時，由于長度調諧導致的阻抗偏差更小。這是不將差分對“緊密耦合”到非常小的間距的另一個原因。一點點間距實際上有利于信號完整性！

輸入阻抗偏差產生反射

在長度調整部分，我們看到有一些阻抗偏差，因此可能存在輸入阻抗不匹配。就像傳輸線沿線的任何其他阻抗不連續性一樣，不連續性在低頻時可能無關緊要，但在高頻時會非常重要。

反射可能發生在長度調整部分的輸入端口。較細間隔部分將具有比較粗間隔部分更大的輸入阻抗。

你怎么解決這個問題？有三種可能：

在線對中的走線之間使用更寬的間距以最大程度地減少失配

嘗試布線，以便您只需要較短的長度調整部分

僅在松耦合區域增加走線寬度

第一個選項是迄今為止最簡單的。第二種選擇只需要在接收器處允許稍大的抖動，如果不重新設計路由，這可能是不可能的。第三種選擇不容易自動化，但在將長度調節部分的輸入阻抗與并聯部分的阻抗匹配時最有效。

傳播延遲偏差創建模式轉換

在上圖中，我顯示了阻抗，但沒有顯示每個部分的傳播延遲變化。因為阻抗不同，傳播延遲也會不同。下圖總結了上面顯示的兩個長度調諧部分的每個區域的傳播延遲。

長度調諧結構及其對傳播延遲的影響。

在這里，我們看到具有較寬間距的對在傳播延遲的偏差方面也更出色。10 mil間距對的傳播延遲增加了2.4%，而5 mil間距對的傳播延遲增加了4.4%。同樣，這是一個很大的差異，它應該說明差分對兩側之間的間距稍寬的優勢。

那么誰在乎傳播延遲是否在長度匹配部分中每英寸相差幾 ps？問題出在垂直部分，它的傳播延遲與上面顯示的任何值都不匹配。一旦應用了長度調諧，結果就是模式轉換，或將共模噪聲轉換為差模噪聲。看看下面顯示的粗間距對的示例。

路由工具可能會在長度調整部分使用錯誤的傳播延遲。

發生這種情況的原因是長度調整工具沒有使用修改后的傳播延遲進行基于時間的長度調整。相反，他們使用的是假設兩條跡線并行布線的傳播延遲值。在上述10 mil間距對的示例中，布線工具使用145.34 ps/in來應用長度調整值，但實際傳播延遲介于145.34 ps/in和148.89 ps/in之間。

換句話說，長度調整工具假設信號沿長度調整部分的傳播速度比實際情況要快。結果是該對中每條跡線的相位響應中存在一些剩余的不匹配。如果要補償更大的時序失配，則相位失配也會更大。即使長度調整部分的長度完全相同，剩余相位仍然存在，因此您需要應用更長的長度調整部分來消除剩余相位不匹配，并且更近的對將需要更多這種額外的長度調整來補相！這導致了更多反思的惡性循環。

如果我們從這個差分對的傳遞函數計算每對的相位響應（S21和S43的相位，或傳遞函數的相位），我們可以看到這一點。下圖比較了10 mil間距對的傳遞函數相位，其中包含如上所示的長度調整。

差分對中兩條傳輸線的傳遞函數相位終止于10 pF負載電容。對中的跡線匹配到完全相同的長度。然而，我們可以在高頻處看到明顯的相位失配，這將阻礙接收器的共模噪聲抑制。

為什么要擔心這個？問題不一定是剩余偏差；使差分對中的兩條跡線長度完全相同，將充分對齊該對每一側的信號擺幅，從而最大限度地減少總抖動。相位響應的問題在于接收器的總共模抑制能力可能會降低，這取決于奈奎斯特頻率定義的接收器帶寬。如果相位響應的差異非常大并且延伸到奈奎斯特頻率以下，那么接收器將無法完全抑制共模噪聲。在較長長度的調諧部分，預計比奈奎斯特頻率降低約10 dB。

摘要和經驗法則

由于在長度調諧結構中計算阻抗偏差和高頻偏移的復雜性，很難通過使用標準輸入阻抗公式進行歸納計算來解釋它。 

我上面展示的所有內容都應該說明差分對之間的緊密耦合有點像一把雙刃劍。從上面的討論中，我們可以確定使用長度調整結構的兩個適當的經驗法則：

如果您需要應用長度調整，請選擇線對之間稍大的間距，因為這將減少阻抗和傳播延遲偏差。

當您確實應用了一些長度調整時，請盡量縮短以最大限度地減少反射和模式轉換。

第2點相當于“在組件之間放置直接路由”的準則。獲得一個好的經驗法則有點困難，因為該規則將涉及3個變量（上升時間、間距和長度調整距離），但這是我感興趣的東西，并且將來會寫更多。

如果您已經確定需要雙端接（直流或交流耦合），并且您已經做好了足夠好的布局規劃以確保您直接路由到接收器組件，那么您可以使用更緊密的耦合，只需確保走線的奇模阻抗值將達到接收器輸入端所需的端接值。當然，確保您測試您的通道設計，最好使用類似疊層的測試板！